Բարձր լարման անջատիչ ռեժիմի սնուցման աղբյուր (SMPS)/խթանող փոխարկիչ Nixie խողովակների համար. 6 քայլ

2024 Հեղինակ: John Day | [email protected]. Վերջին փոփոխված: 2024-01-30 09:52

Այս SMPS- ը ցածր լարման (5-20 վոլտ) բարձրացնում է բարձր լարման, որն անհրաժեշտ է nixie խողովակները վարելու համար (170-200 վոլտ): Warnedգուշացեք. Չնայած այս փոքր միացումը կարող է գործարկվել մարտկոցների/ցածր լարման պատերի վրա, ելքը ավելի քան բավարար է ձեզ սպանելու համար:

Նախագիծը ներառում է ՝ Helper Spreadsheet EagleCAD CCT և PCB ֆայլեր MikroBasic Firmware Source

Քայլ 1: Ինչպե՞ս է այն աշխատում:

Այս դիզայնը հիմնված է Microchip Application Note TB053- ի վրա ՝ Neonixie-L- ի անդամների փորձի հիման վրա մի քանի փոփոխություններով (https://groups.yahoo.com/group/NEONIXIE-L/): Ստացեք հավելվածի գրառումը. Հաճելի է կարդալ ընդամենը մի քանի էջից. (Http://ww1.microchip.com/downloads/hy/AppNotes/91053b.pdf) Ստորև բերված նկարազարդումը քաղված է TB053- ից: Այն նախանշում է SMPS- ի հիմքում ընկած հիմնական սկզբունքը: Միկրոկառավարիչը հիմնավորում է FET (Q1) ՝ թույլ տալով լիցք կառուցել ինդուկտոր L1- ում: Երբ FET- ն անջատված է, լիցքը D1 դիոդի միջով հոսում է C1 կոնդենսատորի մեջ: Vvfb- ն լարման բաժանարարի հետադարձ կապն է, որը թույլ է տալիս միկրոկառավարիչին վերահսկել բարձր լարման և անհրաժեշտության դեպքում ակտիվացնել FET- ը `ցանկալի լարման պահպանման համար:

Քայլ 2: Ինդուկտորի բնութագրերը

Չնայած շատ գեղեցիկ է, Microchip հավելվածի գրառումն ինձ մի փոքր հետընթաց է թվում: Այն սկսվում է պահանջվող հզորությունը որոշելով, այնուհետև ընտրում է ինդուկտորի լիցքավորման ժամանակը ՝ առանց առկա ինդուկտորների մտահոգության: Ես ավելի օգտակար գտա ինդուկտոր ընտրելն ու դրա շուրջ կիրառումը նախագծելը: Իմ օգտագործած ինդուկտորներն են «C&D Technologies Inductors RADIAL LEAD 100uH» (Մուսեր մաս 580-18R104C, 1.2 ամպեր, 1.40 դոլար), (Մուսեր մաս 580-22R104C, 0.67 ուժեղացուցիչ, 0.59 դոլար): Ես ընտրեցի այս ինդուկտորները, քանի որ դրանք շատ փոքր են, շատ էժան, բայց ունեն էներգիայի արժանապատիվ վարկանիշներ: Մենք արդեն գիտենք մեր կծիկի առավելագույն շարունակական գնահատականը (0.67 ամպեր 22R104C- ի համար), բայց մենք պետք է իմանանք, թե որքան ժամանակ կպահանջվի լիցքավորելու համար (բարձրանալու ժամանակը): Պահանջվող կծիկի ուժեղացուցիչները որոշելու փոխարեն ֆիքսված լիցքավորման ժամանակը (տես 6 -րդ բանաձևը TB053- ում) մենք կարող ենք հարցաքննել 6 -րդ հավասարումը և լուծել ելքի ժամանակի համար. (Վոլտ/ինդուկտոր uH)*բարձրանալ_ժամանակ = Պիկ ամպեր-դառնում է- (ինդուկտոր uH/վոլտ)*Պիկ ամպեր = բարձրացման ժամանակ: -22R104C- ի օգտագործումը 5 վոլտ հզորությամբ տալիս է հետևյալը ((100/5)*0.67 = 5,5 վոլտ հզորությամբ ինդուկտորային կծիկն ամբողջությամբ լիցքավորելու համար կպահանջվի 13,5 uS: Ակնհայտ է, որ այս արժեքը տարբեր կլինի մատակարարման տարբեր լարման դեպքում: Ինչպես նշվում է TB053- ում. նվազում է գծային առումով ժամանակի գագաթնակետից »: Այս հավասարումը կիրառվում է ներառված աղյուսակում, բայց այստեղ չի քննարկվի: Որքա՞ն ուժ կարող ենք ստանալ 0.67 ամպ ինդուկտորից: Ընդհանուր հզորությունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով (tb053 բանաձև 5). Հզորություն = (((աճի ժամանակը)*(վոլտ)^{2)/(2*ինդուկտոր uH))}-օգտագործելով մեր նախկին արժեքները, մենք գտնում ենք `1.68 Վտ = (13.5uS*5 վոլտ^2)/(2*100uH)-փոխակերպել վաթերը mA-mA = ((Power Watts)/(ելքային վոլտ))*1000-օգտագործելով 180 ելքային լարման մենք գտնում ենք-9.31mA = (1.68 Վտ/180 վոլտ)*1000 Մենք կարող ենք ստանալ առավելագույնը 9.31 mA այս կծիկը 5 վոլտ մատակարարմամբ, անտեսելով բոլոր անարդյունավետությունները և անջատման կորուստները: Ավելի մեծ ելքային հզորություն կարելի է ձեռք բերել մատակարարման լարումը մեծացնելու միջոցով: Այս բոլոր հաշվարկներն իրականացվում են այս հրահանգի հետ ներառված աղյուսակի «Աղյուսակ 1. Բարձրավոլտ էլեկտրամատակարարման ոլորուն հաշվարկներ» աղյուսակում: Մուտքագրվում են մի քանի օրինակ կծիկներ:

Քայլ 3. SMPS- ի վարում միկրոկոնտրոլերով

Այժմ, երբ մենք հաշվարկել ենք մեր կծիկի բարձրացման ժամանակը, մենք կարող ենք ծրագրավորել միկրոկառավարիչ, որը լիցքավորելու է այն բավական երկար, որպեսզի հասնի իր անվանական mA- ին: Դա անելու ամենահեշտ եղանակներից մեկն է օգտագործել PIC- ի ապարատային զարկերակի լայնության մոդուլյատորը: Իմպուլսի լայնության մոդուլյացիան (PWM) ունի երկու փոփոխական, որոնք ներկայացված են ստորև ներկայացված նկարում: Աշխատանքային ցիկլի ընթացքում PIC- ը միացնում է FET- ը ՝ հիմնավորելով այն և թույլ տալով հոսանքը ինդուկտորի կծիկի մեջ (բարձրանալու ժամանակ): Մնացած ժամանակահատվածում FET- ն անջատված է, և հոսանքը հոսում է ինդուկտորից դիոդի միջով դեպի կոնդենսատորներ և բեռ (անկման ժամանակ): Մենք արդեն գիտենք անհրաժեշտ բարձրացման ժամանակը մեր նախորդ հաշվարկներից ՝ 13.5uS: TB053- ն առաջարկում է, որ աճի ժամանակը լինի ժամանակաշրջանի 75% -ը: Ես որոշեցի իմ ժամանակաշրջանի արժեքը `բազմապատկելով աճի ժամանակը 1.33: 17.9uS: Սա համահունչ է TB053- ի առաջարկին և երաշխավորում է, որ ինդուկտորը մնում է անդադար ռեժիմում `ամբողջությամբ լիցքաթափվելով յուրաքանչյուր լիցքից հետո: Հնարավոր է հաշվարկել ավելի ճշգրիտ ժամանակաշրջան `հաշվարկված անկման ժամանակին ավելացնելով հաշվարկված աճի ժամանակը, բայց ես դա չեմ փորձել: Այժմ մենք կարող ենք որոշել իրական տուրքի ցիկլը և ժամանակահատվածի արժեքները, որոնք պետք է մտնեն միկրոկոնտրոլեր` ցանկալի ժամանակային ընդմիջումներ ստանալու համար:. Microchip PIC միջին դասի ձեռնարկում մենք գտնում ենք հետևյալ հավասարումները (https://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/33023a.pdf): / նախնական սանդղիչ հաճախականությունը `107 = 13.5uS * 8Mhz107 մուտքագրվում է PIC ՝ 13.5uS հերթապահ ցիկլ ստանալու համար: Հաջորդը, մենք որոշում ենք PWM ամանակաշրջանի արժեքը: Միջին միջակայքի ձեռնարկից մենք ստանում ենք հետևյալ հավասարումը. PWM ժամանակաշրջան uS = ((PWM ժամանակաշրջանի արժեքը) + 1) * 4 * (1/տատանումների հաճախականություն) * (նախնական մասշտաբի արժեք) Կրկին, նախալեզվիչը սահմանում ենք 1 և ոտնահարում հավասարումը PWM- ի ժամանակաշրջանի արժեքի համար `մեզ տալով. (17.9/(4/8))-1) 35-ը մուտքագրվում է PIC ՝ 17.9uS ժամանակահատված ստանալու համար: Բայց սպասի! Theամկետը ավելի կարճ չէ՞, քան աշխատանքային ցիկլը: Ոչ - PIC- ներն ունեն 10 բիթանոց ցիկլի ռեգիստր և 8 բիթ ժամանակահատվածի գրանցամատյան: Հաշվարկային ցիկլի արժեքի համար ավելի շատ լուծում կա, հետևաբար դրա արժեքը երբեմն ավելի մեծ կլինի, քան ժամանակաշրջանը `հատկապես բարձր հաճախականությունների դեպքում: Այս բոլոր հաշվարկներն իրականացվում են այս հրահանգով ներառված աղյուսակի« Աղյուսակ 2. PWM հաշվարկներ »աղյուսակում: Մուտքագրվում են մի քանի օրինակ կծիկներ:

Քայլ 4: PCB նախագծում

PCB & CCT- ն EagleCad ձևաչափով են: Երկուսն էլ ներառված են ZIP արխիվում:

Այս PCB- ն պատրաստելիս ես նայեցի մի քանի գոյություն ունեցող նմուշների: Ահա իմ գրառումները `դիզայնի կարևոր բնութագրերը. Այս Ա) պաշտպանում է միկրոկառավարիչը FET- ից դուրս եկող հետադարձ լարումներից, և B) կարող է FET- ը վարել PIC- ից բարձր լարումներով `ավելի արագ/ավելի դժվար միացման համար` ավելի արդյունավետ: 2. PIC- ի PWM- ից FET- ից հեռավորությունը նվազագույնի է հասցվում: 3. FET, ինդուկտոր, կոնդենսատորներ, իրոք ամուր փաթեթավորված: 4. Fatարպի մատակարարման հետք: 5. Լավ հիմք FET- ի և wall-wort միացման կետի միջև: Այս նախագծի համար ընտրեցի PIC 12F683 միկրոկոնտրոլերը: Սա 8 փին PIC սարքավորում է PWM- ով, 4 անալոգային թվային կերպափոխիչներով, 8 ՄՀց ներքին տատանումով և 256 բայթ EEPROM- ով: Ամենակարևորը, ես ունեի նախորդ նախագծից մեկը: Ես օգտագործեցի IRF740 FET- ը Neonixie-L ցուցակում նրա բարձր գնահատականի պատճառով: Գոյություն ունի 2 կոնդենսատոր, որը հարթեցնում է HV մատակարարումը: Մեկը էլեկտրոլիտիկ է (բարձր ջերմաստիճան, 250 վոլտ, 1uF), մյուսը ՝ մետաղական թաղանթ (250 վոլտ, 0.47uf): Վերջինս շատ ավելի մեծ և թանկ է ($ 0.50 ընդդեմ $ 0.05), բայց անհրաժեշտ է մաքուր արդյունք ստանալու համար: Այս դիզայնի մեջ կան լարման հետադարձ կապի երկու սխեմաներ: Առաջինը թույլ է տալիս PIC- ին զգալ ելքային լարումը և ըստ անհրաժեշտության իմպուլսներ կիրառել FET- ի վրա `ցանկալի մակարդակը պահպանելու համար: «Աղյուսակ 3. Բարձր լարման հետադարձ ցանցի հաշվարկներ» կարող է օգտագործվել հետադարձ կապի ճիշտ արժեքը որոշելու համար `հաշվի առնելով 3 դիմադրիչի լարման բաժանարարը և ելքային ցանկալի լարումը: Նուրբ կարգավորումը կատարվում է 1k հարմարվողական դիմադրիչով: Երկրորդ հետադարձ կապը չափում է մատակարարման լարումը, որպեսզի PIC- ը կարողանա որոշել աճի օպտիմալ ժամանակը (և ժամանակահատվածի/հերթապահության ցիկլի արժեքները): Քայլ 1 -ի հավասարումներից մենք գտանք, որ ինդուկտորի բարձրացման ժամանակը կախված է մատակարարման լարումից: Հնարավոր է աղյուսակից ճշգրիտ արժեքներ մուտքագրել ձեր PIC, բայց եթե էներգիայի մատակարարումը փոխվի, արժեքներն այլևս օպտիմալ չեն: Մարտկոցներից աշխատելու դեպքում լարումը կնվազի, քանի որ մարտկոցները լիցքաթափվում են ՝ պահանջելով ավելի երկար բարձրացման ժամանակ: Իմ լուծումն այն էր, որ PIC- ը թույլ տա հաշվարկել այս ամենը և սահմանել իր սեփական արժեքները (տես որոնվածը): Երեք փին ցատկիչը ընտրում է TC4427A և ինդուկտորային կծիկի մատակարարման աղբյուրը: Հնարավոր է աշխատել երկուսն էլ 7805 5 վոլտ կարգավորիչից, բայց ավելի մեծ արդյունավետություն և ավելի բարձր արտադրողականություն է ձեռք բերվում մատակարարման ավելի մեծ լարման դեպքում: Ինչպես TC4427a- ն, այնպես էլ IRF740 FET- ը կդիմանան մինչև ~ 20 վոլտ: Քանի որ PIC- ը կկարգավորի ցանկացած մատակարարման լարման համար, իմաստ ունի դրանք ուղղակիորեն սնուցել սնուցման աղբյուրից: Սա հատկապես կարևոր է մարտկոցի շահագործման մեջ. Կարիք չկա էներգիա վատնել 7805 -ում, պարզապես սնուցեք ինդուկտորը անմիջապես բջիջներից: LED- ները կամընտիր են, բայց հարմար են դժվարությունների դեպքում: «Ձախ» LED- ն (դեղին իմ տախտակներում) ցույց է տալիս, որ HV- ի արձագանքը ցանկալի կետի տակ է, իսկ աջ LED- ը (իմ դիզայնի մեջ կարմիր) ցույց է տալիս, որ այն ավարտված է: Գործնականում դուք ստանում եք գեղեցիկ PWM ազդեցություն, որի դեպքում LEDS- ն ուժգնությամբ փայլում են ընթացիկ բեռի համեմատ: Եթե կարմիր LED- ն անջատվում է (պինդ), դա ցույց է տալիս, որ չնայած իր լավագույն ջանքերին, PIC- ը չի կարող ելքային լարումը պահել ցանկալի մակարդակի վրա: Այլ կերպ ասած, բեռը գերազանցում է SMPS- ի առավելագույն ելքը: ՄՈՌՈ ՉԵՆՔ Կարմիրով ցուցադրված թռիչքային թելերը: Partlist Part Value C1 1uF 250V C3 47uF 50V C4 47uF (50V) C5 0.1uF C6.1uf C7 4u7 (50V) C8 0.1uF C9 0.1uF C11 0.47uF/250V D1 600V 250ns IC2 TC4427a IC5 7805 5volt կարգավորիչ IC7 PIC 12F68 (22R104C) LED1 LED2 Q1 IRF740 R1 120K R2 0.47K R3 1K գծային հարմարվողական R4 330 Ohm R5 100K R6 330 Ohm R7 10K SV1 3 պտուտակագլուխ X2 3 պտուտակային տերմինալ

Քայլ 5: որոնվածը

Ֆիրմային ծրագիրը գրված է MikroBasic- ով, կազմողը անվճար է մինչև 2K ծրագրերի համար (https://www.mikroe.com/): Եթե Ձեզ անհրաժեշտ է PIC ծրագրավորող, հաշվի առեք իմ ուժեղացված JDM2 ծրագրավորողի խորհուրդը, որը տեղադրված է նաև հրահանգների վրա (https://www.instructables.com/ex/i/6D80A0F6DA311028931A001143E7E506/?ALLSTEPS): Հիմնական գործողություն. 1. Երբ էներգիան կիրառվում է, PIC- ը սկսվում է: 2. PIC- ը հետաձգում է 1 վայրկյան `թույլ տալով կայունացնել լարումները: 3. PIC- ը կարդում է մատակարարման լարման հետադարձ կապը և հաշվարկում օպտիմալ աշխատանքային ցիկլի և ժամանակաշրջանի արժեքները: 4. PIC- ը գրանցում է ADC- ի ընթերցումը, աշխատանքային ցիկլը և ժամանակաշրջանի արժեքները EEPROM- ին: Սա թույլ է տալիս որոշ խնդիրներ կրակել և օգնում է ախտորոշել աղետալի ձախողումները: EEPROM հասցեն 0 գրելու ցուցիչն է: Ամեն անգամ, երբ SMPS- ը (նորից) սկսվում է, պահվում է մեկ 4 բայթ մատյան: Առաջին 2 բայթերը ADC բարձր/ցածր են, երրորդ բայթը `ցածր 8 բիթ գործառնական ցիկլի արժեք, չորրորդ բայթը` ժամանակաշրջանի արժեք: Ընդհանուր առմամբ 50 ստուգաչափում (200 բայթ) մուտքագրվում է նախքան գրելու ցուցիչը գլորվելը և նորից սկսելը EEPROM հասցեում 1: Ամենաթարմ տեղեկամատյանը կգտնվի ցուցիչ -4 հասցեում: Դրանք կարելի է կարդալ չիպից ՝ օգտագործելով PIC ծրագրավորող: Վերին 55 բայթերը ազատ են մնում հետագա բարելավումների համար (տես բարելավումներ): 5. PIC- ը մտնում է անվերջ հանգույց. Չափվում է բարձր լարման հետադարձ արժեքը: Եթե այն ցանկալի արժեքից ցածր է, PWM աշխատանքային ցիկլի գրանցամատյանները բեռնված են հաշվարկված արժեքով. Եթե հետադարձ կապը ցանկալի արժեքից բարձր է, ապա PIC- ը բեռնում է հերթափոխի գրանցամատյանները 0 -ով: Սա «զարկերակային բաց թողնելու» համակարգ է: Ես որոշեցի զարկերակային բաց թողնել երկու պատճառով `1) այսպիսի բարձր հաճախականությունների դեպքում խաղալու մեծ պարտականություն չկա (մեր օրինակում` 0-107, ավելի քիչ `ավելի բարձր լարման դեպքում), և 2) հնարավոր է հաճախականության մոդուլյացիա, և շատ ավելի մեծ տեղ է տալիս ճշգրտման համար (մեր օրինակում `35-255), բայց ՄԻԱՅՆ ՊԱՐՏԱԿԱՆՈ ISԹՅՈՆԸ ԿԱՐԿԱՎՈՐ Է ՍՐԱՀՈՎ: PWM- ի աշխատանքի ընթացքում հաճախականությունը փոխելը կարող է ունենալ «տարօրինակ» էֆեկտներ: Օգտագործելով որոնվածը. Որոնվածը օգտագործելու համար պահանջվում է ստուգաչափման մի քանի քայլ: Այս արժեքները պետք է հավաքվեն որոնվածը: Որոշ քայլեր պարտադիր չեն, բայց կօգնեն ձեզ առավելագույնը ստանալ ձեր էներգիայի մատակարարումից: const v_ref as float = 5.1 'float const supply_ratio as float = 11.35' float const osc_freq as float = 8 'float const L_Ipeak as float = 67' float const fb_value որպես բառ = 290 'word Այս արժեքները կարելի է գտնել վերևում որոնվածի կոդը: Գտեք արժեքները և սահմանեք հետևյալը: v_ref Սա ADC- ի լարման տեղեկանքն է: Սա անհրաժեշտ է որոշելու մատակարարման իրական լարումը `1 -ին քայլում նկարագրված հավասարումների մեջ ներառելու համար: Եթե PIC- ն աշխատում է 7805 5 վոլտ կարգավորիչից, ապա կարող ենք ակնկալել մոտ 5 վոլտ: Մուլտիմետր օգտագործելով ՝ չափեք լարումը PIC հոսանքի կապի (PIN1) և պտուտակավոր տերմինալի գետնի միջև: Իմ ճշգրիտ արժեքը 5.1 վոլտ էր: Մուտքագրեք այս արժեքը այստեղ: supply_ratio Մատակարարման լարման բաժանարարը բաղկացած է 100K և 10K ռեզիստորից: Տեսականորեն հետադարձ կապը պետք է հավասար լինի մատակարարման լարմանը բաժանված 11 -ի (տե՛ս Աղյուսակ 5. Մատակարարման լարման հետադարձ կապի հաշվարկներ): Գործնականում ռեզիստորները տարբեր հանդուրժողականություններ ունեն և ճշգրիտ արժեքներ չեն: Հետադարձ կապի ճշգրիտ հարաբերակցությունը գտնելու համար. 1. Չափեք մատակարարման լարումը պտուտակավոր տերմինալների միջև: 2. Չափեք հետադարձ լարումը PIC- ի 7 -րդ կապի և պտուտակի տերմինալում գտնվող գետնի միջև: 3. Մատակարարումը V բաժանեք FB V- ով `ճշգրիտ հարաբերակցությունը ստանալու համար: Կարող եք նաև օգտագործել «Աղյուսակ 6. Մատակարարման լարման հետադարձ կապի ճշգրտում»: osc_freq Պարզապես տատանումների հաճախականությունը: Ես օգտագործում եմ 12F683 ներքին 8 ՄՀց տատանում, այնպես որ ես մուտքագրում եմ 8 արժեք: L_Ipeak Բազմապատկեք ինդուկտորի կծիկն uH առավելագույն շարունակական ամպերով `այս արժեքը ստանալու համար: Օրինակում 22r104C- ը 100uH կծիկ է.67 amps շարունակական գնահատականով: 100*.67 = 67: Այստեղ արժեքի բազմապատկումը վերացնում է մեկ 32 բիթանոց լողացող կետի մեկ փոփոխական և հաշվարկ, որն այլապես պետք է կատարվեր PIC- ում: Այս արժեքը հաշվարկվում է «Աղյուսակ 1. Բարձր լարման էլեկտրամատակարարման ոլորուն հաշվարկներ» բաժնում: fb_value Սա իրական ամբողջ թիվն է, որը PIC- ը կօգտագործի `որոշելու, թե արդյոք բարձր լարման ելքը ցանկալի մակարդակից բարձր է, թե ցածր: Օգտագործեք Աղյուսակ 3 -ը `որոշելու HV ելքի և հետադարձ լարման հարաբերակցությունը, երբ գծային կտրիչը գտնվում է կենտրոնական դիրքում: Կենտրոնական արժեքի օգտագործումը երկու կողմերում տալիս է ճշգրտման սենյակ: Հաջորդը, մուտքագրեք այս հարաբերակցությունը և ձեր ճշգրիտ լարման տեղեկանքը «Աղյուսակ 4. Բարձր լարման հետադարձ կապի ADC- ի արժեքը» ՝ fb_value արժեքը որոշելու համար: Այս արժեքները գտնելուց հետո դրանք մուտքագրեք ծածկագրում և կազմեք: Այրեք HEX- ը PIC- ին և պատրաստ եք գնալ: ՀԻՇՈՄ. EEPROM բայթ 0 - ը տեղեկամատյան գրելու ցուցիչն է: Սահմանեք այն 1 -ի վրա, որպեսզի սկսեք բայթ 1 -ի մուտքագրումը թարմ նկարի վրա: Կալիբրացիայի պատճառով FET- ը և ինդուկտորը երբեք չպետք է տաքանան: Նաև չպետք է լսեք զանգի ձայն ինդուկտորի կծիկից: Այս երկու պայմաններն էլ ցույց են տալիս ստուգաչափման սխալ: Ստուգեք տվյալների գրանցումը EEPROM- ում ՝ որոշելու, թե որտեղ կարող է լինել ձեր խնդիրը:

Քայլ 6: Բարելավումներ

Մի քանի բան կարող է բարելավվել.

1. Պտուտակային տերմինալը ավելի մոտ տեղադրեք FET- ին `ավելի լավ գրունտային ուղու համար: 2. Խտացրեք մատակարարման հետքը կոնդենսատորներին և ինդուկտորին: 3. Ավելացրեք կայուն լարման տեղեկանք մարտկոցներից և 7 վոլտից պակաս լարման լարման բարելավման համար (որտեղ 7805 -ի ելքը ընկնում է 5 վոլտից ցածր): 4. Օգտագործեք վերին 55 EEPROM բայթերը `անիմաստ հետաքրքրաշարժ տվյալների մուտքագրման համար. Գործարկման ընդհանուր ժամանակը, ծանրաբեռնված իրադարձությունները, նվազագույն/առավելագույն/միջին բեռը: -ian instructables-at-whereisian-dot-com