Bio Impedance Analysis (BIA) AD5933: 9 քայլերով

2024 Հեղինակ: John Day | [email protected]. Վերջին փոփոխված: 2024-01-30 09:48

Ինձ հետաքրքրում էր մարմնի կազմի չափումների Bio Impedance Analyzer- ի պատրաստումը, և իմ պատահական որոնումները շարունակում էին գտնել Վանդերբիլտի համալսարանի 2015 թ. Կենսաբժշկական գործիքավորման դասի դիզայնը: Ես աշխատել եմ դիզայնի վրա և մի փոքր կատարելագործել այն: Ես կցանկանայի կիսվել ձեզ հետ իմ գտածոներով: Վերցրեք այն, ինչ կարող եք օգտագործել այս «շրջանցումից», եթե ինչ-որ բան պարզ չէ, առաջարկեք բարելավումներ: Հնարավոր է, որ մի օր իմ միտքը գրեմ ավելի համախմբված ձևով, բայց առայժմ հույս ունեմ, որ կարող եք օգտագործել այն, ինչ տեսնում եք այստեղ: (Եթե կարծում եք, որ կարող եք գրել և կատարելագործել, ողջունում եք)

Թեդդի

Այս դիզայնը բաղկացած է AD5933 չիպից և սովորական անալոգային առջևից (AFE) ՝ AD5933- ը մարմնին միացնելու համար: Այնուհետև AD5933- ը կատարում է չափումներ, և արդյունքները կարող են մշակվել միկրոկոնտրոլերի կողմից (օրինակ ՝ Arduino):

Եթե պլանավորում եք օգտագործել Arduino- ն որպես էներգիայի մատակարար, համոզվեք, որ գործառնական և գործիքավորման ուժեղացուցիչները (օժանդակ և ուժեղացուցիչներ) ապահովում են այսպես կոչված «մեկ մատակարարման» լարումները և ունեն երկաթուղային-երկաթուղային բնութագրեր:

(Հետևյալում ես կօգտագործեմ 5V սնուցման աղբյուր (Arduino- ից) և AD5933- ի Range 1 կարգավորումը):

Քայլ 1: Կրկնվող կողմնորոշման փուլ

AFE- ի առաջին մասը կրկին կողմնակալության փուլ է: Ելքային լարման ազդանշանը կենտրոնացված չէ մատակարարման լարման միջակայքում (VDD/2): Սա ուղղվում է ՝ օգտագործելով կոնդենսատորը ՝ ազդանշանի DC հատվածը փակելու համար և այն ուղարկելով լարման բաժանարարով ՝ DC օֆսեթը հետ ազդանշանի մեջ ավելացնելու համար:

Երկու կրկնակի կողմնակալության դիմադրողները կարող են լինել ցանկացած արժեք, քանի դեռ դրանք նույնն են: Գլխարկի հատուկ արժեքը նույնպես կարևոր չէ:

Կրկին կողմնակալության փուլն աշխատում է բարձր անցման ֆիլտրի նման և, հետևաբար, ունի անջատման հաճախականություն.

f_c = 1 / (2 * pi * (0.5 * R) * C)

Համոզվեք, որ անջատման հաճախականությունը մի քանի տասնամյակ ցածր է այն նվազագույն հաճախականությունից, որը նախատեսում եք օգտագործել: Եթե նախատեսում եք ձեր ծրագրում օգտագործել 1 կՀց, ապա պետք է գնաք կափարիչների և ռեզիստորների արժեքների վրա, որոնք կտրամադրեն ձեզ անջատման հաճախականություն 1-10 Հց կարգի վրա:

Այս փուլի վերջին մասը op-amp- ն է, որը ստեղծվել է որպես լարման հետևորդ: Սա անհրաժեշտ է համոզվել, որ դիմադրության արժեքները չեն խանգարում հաջորդ փուլին

Քայլ 2: Ընթացիկ զգայունության դիմադրություն

Հաջորդ փուլի առաջին մասը ընթացիկ սենսորային դիմադրիչն է: Այս դիմադրության միջոցով հոսանքը կլինի նույն հոսանքը, որը ուժեղացուցիչը կփորձի պահպանել մարմնի միջոցով: Համոզվեք, որ ընթացիկը համապատասխանում է IEC6060-1 անվտանգության չափանիշներին*:

1 կՀց հաճախականություններից ցածր մարմնի միջոցով թույլատրվում է առավելագույնը 10 միկրոԱմպ (RMS): 1 կՀց -ից բարձր հաճախականությունների դեպքում հետևյալ հավասարումը տալիս է առավելագույն թույլատրելի հոսանքը.

Առավելագույն AC հոսանք <(նվազագույն հաճախականությունը կՀց) * 10 միկրոԱմպ (RMS)

AC ազդանշանի գագաթնակետային ամպլիտուդի և դրա RMS արժեքի միջև կապը հետևյալն է. Պիկ = sqrt (2) * RMS: (10 microAmps RMS- ը համապատասխանում է 14 microAmps գագաթնակետային ամպլիտուդին)

Օգտագործելով Օմսի օրենքը ռեզիստորի վերաբերյալ, մենք կարող ենք հաշվարկել ռեզիստորի արժեքը, որը կհամապատասխանի անվտանգության ստանդարտին: Մենք օգտագործում ենք AD5933- ից գրգռման լարումը և առավելագույն ընթացիկ արժեքը.

U = R * I => R = U / I

Օրինակ ՝ օգտագործելով Range 1 կարգավորումը Upeak = 3V / 2 = 1.5V (կամ 1V @3.3V)

Վերևից օգտագործելով 14 microAmp գագաթնակետային արժեքը ես ստանում եմ առնվազն 107kOhms դիմադրության արժեք

Հղումներ:

* Անալոգային սարքեր. «Կենսամեկուսացման սխեմայի ձևավորում մարմնի մաշված համակարգերի համար»

Քայլ 3: Տրանս-հաղորդունակության ուժեղացուցիչ

Ընթացիկ սենսորային դիմադրիչից հետո կա բաց-հետադարձ կապի կոնֆիգուրացիայի op-amp: Սա այսպես կոչված Load-in-the-Loop կարգավորում է: Op-amp- ի դրական մուտքային տերմինալը միացված է VDD/2 լարման: Այժմ op-amp- ը կփորձի իր ելքը հակառակ ուղղությամբ գրգռման ազդանշանին համապատասխանեցնել այնպես, որ բացասական տերմինալում լարումը հավասար լինի VDD/2-ին: Սա կառաջացնի սղոցող ներուժ, որը կհրավիրի և կքաշի հոսանքը մարմնի միջով:

Op-amp- ի բացասական տերմինալից վերցված հոսանքը գործնականում զրո է: Ուստի ընթացիկ զգայուն դիմադրության միջոցով ամբողջ հոսանքը պետք է հոսի մարմնի միջով: Սա այն մեխանիզմն է, որը այս կարգավորումը դարձնում է հաղորդունակության ուժեղացուցիչ (նաև կոչվում է լարման վերահսկվող ընթացիկ աղբյուր, VCCS):

Օպերատորը կարող է պահպանել հոսանքը միայն այն դեպքում, երբ մարմնի դիմադրողականությունը չափազանց բարձր չէ: Հակառակ դեպքում op-amp- ի ելքը պարզապես առավելագույնի կհասնի մատակարարման լարման դեպքում (0 կամ 5 Վ): Լարման առավելագույն սահմանը, որը կարող է պահպանվել, VDD/2 + Upeak է (2.5 + 1.5V = 4V @ 5V մատակարարում): Այս արժեքից պետք է հանվեն op-amp- ի լարման լուսանցքները, բայց եթե op-amp- ն ունի երկաթուղային-երկաթուղային բնութագրեր, ապա դա միայն փոքր գումար կլինի: Այսպիսով, առավելագույն դիմադրողականությունը, որը կարող է վարել op-amp- ը, հետևյալն է.

Z <(VDD / 2 + Upeak) / Imax

(Իմ տեղադրման մեջ Z <4V / 14 microAmps = 285 kOhms, ցանկությունը շատ է `ծածկելու մարմնի դիմադրողականության տիրույթը)

Պաշտպանիչ ռեզիստորը մարմնի համեմատ ունի շատ մեծ արժեք (1-1,5 ՄՀմ) (մոտ 100 կՕմ) և բոլոր նորմալ գործողությունների համար դա ոչ մի նկատելի հոսանք չի քաշի, իսկ զուգահեռ կապի անթույլատրելիությունը գերակշռում է մարմնի դիմադրողականությունը: Եթե մարմնի դիմադրողականությունը պետք է բարձրանա (օրինակ ՝ բարձիկները թուլանում են), ապա հոսանքը կարող է անցնել ռեզիստորի միջով, իսկ op-amp- ից առավելագույնը չի ստեղծի բարձիկների տհաճ լարվածություն:

Քայլ 4: Գործիքների ուժեղացուցիչ

Հաջորդ փուլը գործիքավորման ուժեղացուցիչն է (in-amp), որը չափում է լարումը մարմնի վրա: Մարմնի լարումը տատանվում է 0V- ի սահմաններում, սակայն AD5933- ին անհրաժեշտ է, որ մուտքային լարումը լինի դրական տիրույթում: Ուստի ուժեղացուցիչը չափված լարման ազդանշանին ավելացնում է VDD/2-ի DC օֆսեթ:

VDD/2 հղումը գեներացվում է լարման բաժանարարի միջոցով: Valueանկացած արժեքի դիմադրություն կարող է օգտագործվել, քանի դեռ դրանք նույնն են: Լարման բաժանարարը անջատված է մնացած սխեմաների դիմադրությունից `լարման հետևորդի միջոցով: Լարման հետևորդի ելքը այնուհետև կարող է փոխանցվել ինչպես ներուժով, այնպես էլ հաղորդունակության ուժեղացուցիչին:

Քայլ 5. Ներածման փուլ և չափաբերում

AD5933- ի մուտքագրման փուլը պարունակում է բացասական արձագանքների կազմաձևման op-amp: Կան երկու դիմադրող ՝ մեկը շարքով (Rin) և մեկը զուգահեռ (RFB): Օպերացիոն հզորության շահույթը տրվում է

A = - RFB / Rin

Մուտքային op-amp- ի և in-amp- ի (և PGA) շահումները պետք է համոզվեն, որ AD5933- ի ADC- ի մեջ մտնող ազդանշանը միշտ 0V- ի և VDD- ի սահմաններում է:

(Ես օգտագործում եմ միասնության շահագործման հզորություն և ռեզիստորային արժեքներ, որոնք կտան մոտավորապես A = 0.5)

AD5933- ի ներսում ADC- ն լարման ազդանշանը a- ի կդարձնի թվային ազդանշանի: 0V- ից VDD լարման միջակայքը փոխակերպվում է 0-128 թվային տիրույթի (2^7): (Փաստաթղթերը հստակ չեն այս հարցում, սակայն [1] -ում գտնվող սյուժեների մանրազնին ուսումնասիրությունը և իմ կողմից որոշ փորձեր դա հաստատում են):

DFT մոդուլի ներսում կա ևս 256 սանդղակ (1024/4, տես [1]), մինչև արդյունքը պահվի իրական և երևակայական գրանցամատյանում:

Հետեւելով լարման ազդանշանին AFE- ի միջոցով, ADC- ի մեջ եւ օգտագործելով մինչ այդ նշված սանդղակի գործոնները, հնարավոր է գնահատել շահույթի գործոնը.

g = (VDD * Rcurrent * Rin) / (256 * PGA * Upeak * RFB * 2^7)

որոշ ճշգրտում կարող է դեռ անհրաժեշտ լինել, այնպես որ հաշվի առեք որոշ էֆեկտներ, որոնք այս մաթեմատիկական մոդելի մաս չեն, ուստի խնդրում ենք չափել իրական շահույթի արժեքը `չափելով հայտնի դիմադրողականության բաղադրիչները, ինչպես ՝ դիմադրողները: (g = Z / mag, տես ստորև)

Այժմ դիմադրողականությունը կարող է հաշվարկվել ըստ

Z = g * mag

mag = sqrt (իրական^2 + երևակայական^2)

PA = arctan2 (իրական, երևակայական) - deltaPA

Հավանաբար, ՊՏ-ն պետք է ճշգրտվի, քանի որ AD5933- ում հաճախականության ֆունկցիոնալ համակարգային փոփոխություն կա: deltaPA- ն, ամենայն հավանականությամբ, կլինի հաճախականության որոշ գծային գործառույթ:

Այժմ դիմադրությունը և ռեակտիվությունը կարելի է հաշվարկել ըստ

R = Z * cos (PA)

X = Z * մեղք (PA)

Հղումներ ՝ [1] Լեոնիդ Մացիև, «Համակարգերի կատարողականի և բազմակողմանիության բարելավում ՝ հիմնված մեկ հաճախականությամբ DFT դետեկտորների վրա, ինչպիսիք են AD5933», Էլեկտրոնիկա 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/էլեկտրոնիկա 4010001

Քայլ 6: Ընդլայնված իրեր. Սպեկտրալ արտահոսք (DC)

Ազդանշանը, որը մենք դնում ենք AD5933- ում, լարում/հոսանք է որպես ժամանակի ֆունկցիա, բայց մեր հիմնական հետաքրքրությունը դիմադրողականությունն է ՝ որպես հաճախականության ֆունկցիա: Convertամանակի տիրույթի և հաճախականության տիրույթի միջև փոխակերպման համար մենք պետք է ընդունենք ժամանակի տիրույթի ազդանշանի Ֆուրիեի փոխակերպումը: AD5933- ն ունի ներկառուցված Fourier transform (DFT) մոդուլ: Lowածր հաճախականությունների դեպքում (մոտ 10 կՀց -ից ցածր) DFT- ի կառուցման վրա ազդում են ալիզացումները և սպեկտրալ արտահոսքերը: [1] -ում նա անցնում է մաթեմատիկայի միջոցով, թե ինչպես ուղղել սպեկտրալ արտահոսքը: Սրա էությունն է `հաշվարկել հինգ (գումարած երկու) հաստատուն` յուրաքանչյուր հաճախականության քայլի համար: Դա հեշտությամբ կարելի է անել, օրինակ. Arduino- ի կողմից ծրագրային ապահովման մեջ:

Արտահոսքը տեղի է ունենում երկու ձևով. DC արտահոսք, որը բնույթով հավելում է, և AC արտահոսք, որը բնույթով բազմապատկվում է:

DC- ի արտահոսքը բխում է այն փաստից, որ ADC- ում լարման ազդանշանը տատանվում է ոչ թե 0V- ի, այլ VDD/2 -ի շուրջ: VDD/2- ի DC մակարդակը պետք է համապատասխանի թվային DC ընթերցմանը `մոտավորապես 64 (նշված դելտա [1] -ում):

DC սպեկտրալ արտահոսքը շտկելու քայլերը.

1) Հաշվարկեք ծրար E- գործոնը ընթացիկ հաճախականության համար:

2) Հաշվարկեք շահույթի երկու գործոն GI (իրական) և GQ (երևակայական)

3) իրական ռեեստրի արժեքից հանեք դելտա * GI և երևակայական գրանցամատյանի արժեքից ՝ դելտա * GQ

Հղումներ:

[1] Լեոնիդ Մացիև, «Համակարգերի կատարողականի և բազմակողմանիության բարելավում

Մեկ հաճախականությամբ DFT դետեկտորներ, ինչպիսիք են AD5933 », Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/electronics4010001

[2] Կոնրադ Չաբովսկի, Տոմաշ Պիասեցկի, Անջեյ Ձիերկա, Կարոլ Նիցչ, «Պարզ լայն հաճախականության տիրույթի դիմադրողականության հաշվիչ ՝ հիմնված AD5933 ինտեգրալ սխեմայի վրա», Metrol: Միջոցառումներ Syst., Vol. XXII (2015), թիվ 1, էջ 13–24:

Քայլ 7: Ընդլայնված իրեր. Սպեկտրալ արտահոսք (AC)

Ինչպես DC- ի արտահոսքը, այնպես էլ AC- ի արտահոսքը կարող է մաթեմատիկորեն ուղղվել: [1] -ում դիմադրությունն ու ռեակտիվությունը կոչվում են համապատասխանաբար A*cos (phi) և A*sin (phi), որտեղ A- ն համապատասխանում է դիմադրողականության մեծությանը, իսկ phi- ն ՝ փուլային անկյունին (PA):

AC սպեկտրալ արտահոսքը շտկելու քայլերը.

1) Հաշվարկեք ծրարի գործոնը E (ոչ նույնը, ինչ DC- ի համար) ընթացիկ հաճախականության համար:

2) Հաշվիր երեք, a, b և d գործոնները: (մոտավոր արժեքներ ավելի բարձր հաճախականությունների դեպքում ՝ a = d = 256 և b = 0)

3) Դիմադրությունը (Acos (phi)) և ռեակտիվությունը (Asin (phi)) այժմ կարող են հաշվարկվել թվային միավորներով

Հղումներ ՝ [1] Լեոնիդ Մացիև, «Համակարգերի կատարողականի և բազմակողմանիության բարելավում ՝ հիմնված մեկ հաճախականությամբ DFT դետեկտորների վրա, ինչպիսիք են AD5933», Էլեկտրոնիկա 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/էլեկտրոնիկա 4010001

[2] Կոնրադ Չաբովսկի, Տոմաշ Պիասեցկի, Անջեյ Ձիերկա, Կարոլ Նիցչ, «Պարզ լայն հաճախականության տիրույթի դիմադրողականության հաշվիչ ՝ հիմնված AD5933 ինտեգրալ սխեմայի վրա», Metrol: Միջոցառումներ Syst., Vol. XXII (2015), թիվ 1, էջ 13–24:

Քայլ 8. Ընդլայնված նյութ. Տեսական շահույթի գործոն

Հաշվի առնելով DFT- ի մաթեմատիկական մոդելավորումը, պետք է հնարավոր լինի նաև ամբողջ AFE- ն մաթեմատիկորեն մոդելավորել: Մաթեմատիկորեն լարման ազդանշանը կարելի է նկարագրել տվյալ ֆիքսված հաճախականությամբ սինուսային ֆունկցիայով, DC օֆսեթով և AC տատանումով գագաթային ամպլիտուդով: Հաճախականությունը չի փոխվում հաճախականության քայլի ընթացքում: Քանի որ շահույթի գործոնը փոխում է միայն դիմադրողականության և ոչ թե PA- ի մեծությունը, այստեղ մենք չենք անհանգստանա ազդանշանի վրա առաջացած որևէ փուլային տեղաշարժով:

Ահա AFE- ի միջոցով տարածվող լարման ազդանշանի կարճ ամփոփագիրը.

1) Կրկին կողմնակալության փուլից հետո AC ամպլիտուդը դեռ Upeak = 1.5V (1V @ VDD = 3.3V) է, և DC անջատիչը փոխվել է VDD/2-ի:

2) Ընթացիկ սենսորային դիմադրության մեջ լարումը նույնն է, ինչ նախորդ փուլը …

3)… բայց op-amp- ի սղոցային լարման պատճառով AC տատանումները ունեն Z*Upeak/Rcurrent չափ: (DC օֆսեթը չեղյալ է հայտարարվում VDD/2 -ի op -amps հղման լարման միջոցով `սղոցի առանցքի կետը, և դառնում է վիրտուալ հիմք շրջանի այս հատվածում)

4) Միասնական ուժեղացուցիչը կրկին ավելացնում է VDD/2-ի DC օֆսեթը և ազդանշանը փոխանցում AD5933- ի մուտքի փուլին

5) Մուտքի փուլում op-amp- ը ունի A = -RFB/Rin շահույթ և AC ամպլիտուդը դառնում է (Z*Upeak/Rcurrent)*(RFB/Rin)

6) ADC- ից անմիջապես առաջ կա ծրագրավորվող շահույթի ուժեղացուցիչ (PGA), որի երկու պարամետրերն են `1 կամ 5: Այսպիսով, ADC- ում լարման ազդանշանը դառնում է` PGA*(Z*Upeak/Rcurrent)*(RFB/Rin)

ADC- ն v (t) ազդանշանը փոխակերպում է թվային ազդանշանի x (t) = u (t) / VDD * 2^7 12 բիթ ճշգրտությամբ:

A մեծությունը շահույթի գործակիցով կապված է Z- ի դիմադրության հետ, k, որպես A = k * Z և ունի մոտավոր արժեքը k = PGA * Upeak * RFB * 2^7 / (VDD * Rcurrent * Rin):

Եթե սիրում եք աշխատել gain-faktor- ի փոխարեն g = 1 / k և Z = g * A.

Քայլ 9. Ընդլայնված իրեր. PA հերթափոխ

[2] -ում նրանք գտնում են համակարգված տեղաշարժ PA- ում ՝ որպես հաճախության ֆունկցիա: Դա պայմանավորված է DAC- ի միջև, որտեղ գրգռման ազդանշանը գեներացվում է, և DFT- ի միջև, որտեղ մուտքային ազդանշանը պետք է խճճվի ելքային ազդանշանի հետ:

Տեղափոխումը բնութագրվում է ժամացույցների ցիկլերի քանակով, երբ ազդանշանը հետաձգվում է DAC- ի և DFT- ի միջև AD5933- ում:

Հղումներ ՝ [1] Լեոնիդ Մացիև, «Համակարգերի կատարողականի և բազմակողմանիության բարելավում ՝ հիմնված մեկ հաճախականությամբ DFT դետեկտորների վրա, ինչպիսիք են AD5933», Էլեկտրոնիկա 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/էլեկտրոնիկա 4010001

[2] Կոնրադ Չաբովսկի, Տոմաշ Պիասեցկի, Անջեյ Ձիերկա, Կարոլ Նիցչ, «Պարզ լայն հաճախականության տիրույթի դիմադրողականության հաշվիչ ՝ հիմնված AD5933 ինտեգրալ սխեմայի վրա», Metrol: Միջոցառումներ Syst., Vol. XXII (2015), թիվ 1, էջ 13–24: